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  1A恒壓/恒流輸出式開關電源的電路如圖1所示。它采用一片TOP200Y型開關電源(IC1)，配EL817C型線性光耦(IC2)。85V～256V交流輸入電壓u經過EMI濾波器(L2、C6)、整流橋(BR)和輸入濾波電容(C1)，得到大約為82V～375V的直流高壓UI，再通過初級繞組接TOP200Y的漏極。由VDZ1和VD1構成的漏極箝位保護電路，將高頻變壓器漏感形成的尖峰電壓限定在安全范圍之內。VDZ1采用BZY97C200型瞬態電壓抑制器，其箝位電壓UB=200V。VD1選用UF4005型超快恢復二極管。次級電壓經過VD2、C2整流濾波后，再通過L1、C3濾波，獲得＋75V輸出。VD2采用3A/70V的肖特基二極管。反饋繞組的輸出電壓經過VD3、C4整流濾波后，得到反饋電壓UFB=26V，給光敏三極管提供偏壓。C5為旁路電容，兼作頻率補償電容并決定自動重啟頻率。R2為反饋繞組的假負載，空載時能限制反饋電壓UFB不致升高。

               圖175V、1A恒壓/恒流輸出式開關電源的電路

  該電源有兩個控制環路。電壓控制環是由1N5234B型6.2V穩壓管(VDZ2)和光耦合器EL817C(IC2)構成的。其作用是當輸出電流較小時令開關電源工作在恒壓輸出模式，此時VDZ2上有電流通過，輸出電壓由VDZ2的穩壓值(UZ2)和光耦中LED的正向壓降(UF)所確定。電流控制環則由晶體管VT1和VT2、電流檢測電阻R3、光耦IC2、電阻R4～R7、電容C8構成。其中，R3專用于檢測輸出電流值。VT1采用2N4401型NPN硅管，國產代用型號為3DK4C；VT2則選2N4403型PNP硅管，可用國產3DK9C代換。R6、R5分別用于設定VT1、VT2的集電極電流值IC1、IC2。R5還決定電流控制環的直流增益。C8為頻率補償電容，防止環路產生自激振蕩。在剛通電或自動重新啟動時，瞬態峰值電壓可使VT1導通，利用R7對其發射結電流進行限制；R4的作用是將VT1的導通電流經VT2旁路掉，使之不通過R1。電流控制環的啟動過程如下：隨著IO的增大，當IO接近于1A時，UR3↑→VT1導通→UR6↑→VT2導通，由VT2的集電極給光耦提供電流，迫使UO↓。由UO降低，VDZ2不能被反向擊穿，其上也不再有

電流通過，因此電壓控制環開路，開關電源就自動轉入恒流模式。C7為安全電容，能濾除由初、次級耦合電容產生的共擾。

圖2恒壓/恒流源的輸出特性

　　該電源既可工作在7.5V穩壓輸出狀態，又能在1A的受控電流下工作。當環境溫度范圍是0℃～50℃時，恒流輸出的準確度約為±8％。

　　該電源的輸出電壓－輸出電流(U0－I0)特性如圖2所示。由圖可見，它具有以下顯著特點：

　　（1）當u=85VAC或265VAC時，特性曲線變化很小，這表明輸出特性基本不受交流輸入電壓變化的影響；

圖3電壓及電流控制環的單元電路

　　（2）當IO<0.90A時處于恒壓區，IO≈ 0.98A時位于恒流區，且UO隨著IO的略 微增加而迅速降低；

　　（3）當UO≤2V時，VT1和VT2已無法給光耦繼續提供足夠的工作電流，此時電流控制環不起作用，但初級電流仍受TOP200Y的最大極限電流ILIMIT(max)的限制。這時，UR6↑，通過VT1和VT2使光耦工作電流迅速減小，強迫TOP200Y進入自動重新啟動狀態。這表明，一旦電流控制環失控，立即從恒流模式轉入自動重啟狀態，將IO拉下來，對芯片起保護作用。

2恒壓/恒流輸出式開關電源的電路設計

電壓及電流控制環的單元電路如圖3所示。

21電壓控制環的設計

恒壓源的輸出電壓由下式確定：

UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1·R1(1)

式中，UZ2=6.2V，UF=1.2(典型值)，需要確定的只是R1上的壓降UR1。令R1上的電流為IR1，VT2的集電極電流為IC2，光耦輸入電流(即LED工作電流)為IF，顯然IR1=IC2=IF，并且它們隨u、IO和光耦的電流傳輸比CTR值而變化。TOP200Y的控制端電流IC變化范圍是2.5mA(對應于最大占空比Dmax)～6.5mA(對應于最小占空比Dmin)，現取中間值IC=4.5mA。因IC是從光敏三極管的發射極流入控制端的，故有關系式Iin=Io/CTR (2)

在IC和CTR值確定之后，很容易求出IR1。單片開關電源須采用線性光耦合器，要求CTR=200％～400％，可取中間值300％。將IC=4.5mA，CTR=300%代入式(2)得出，IR1=1.5mA。當R1=973約980歐時，UR1=0.146V。最后代入式(1)計算出

UO=UZ2＋UF＋UR1=6.2V＋1.2V＋0.146V

=7.546V≈7.5V

22電流控制環的設計

　　電流控制環由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和EL817C等構成。下面需最終算出恒定輸出電流IOH的期望值。圖3中，R7為VT1的基極偏置電阻，因基極電流很小，而R3上的電流很大，故可認為VT1的發射結壓降UBE1全部降落在R3上。則(3)利用下面二式可以估算出VT1、VT2的發射結壓降：(4)(5)

式中，k為波爾茲曼常數，T為環境溫度(用熱力學溫度表示)，q是電子電量。當TA=25℃時，T=298K,kT/q=0.0262V。IC1、IC2分別為VT1、VT2的集電極電流。IS為晶體管的反向飽和電流，對于小功率管，IS=4×10^－14A。

　　因為前已求出IR1=IF=IC2=1.5mA，所以

又因IE2≈IC2，故UR5=IC2R5=1.5mA×100Ω=0.15V，由此推導出UR6=UR5＋UBE2=0.15V＋0.662V=0.812V。取R6=220Ω時，IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值來估算UBE1，進而確定電流檢測電阻R3的阻值：

與之最接近的標稱阻值為0.68Ω。代入式(3)可求得考慮到VT1的發射結電壓UBE1的溫度系數αT≈2.1mV/℃，當環境溫度升高25℃時，IOH值降為

恒流準確度為

與設計指標相吻合。

3反饋電源的設計

　　反饋電源的設計主要包括兩項內容：

　　(1)在恒流模式下計算反饋繞組的匝數NB。之所以按恒流模式計算NB值，是因為此時UO和UFB都迅速降低(UO=UOmin=2V)，只有UFB足夠高時，才能確保恒流源正常工作。

　　（2）在恒壓模式下計算出反饋電壓額定值UFB。此時UO=7.5V，UFB也將達到最大值，由此求得UFB值，能為選擇光耦合器的耐壓值提供依據。

　　反饋電壓UFB由下式確定：(6)

式中，UF2和UF3分別為VD2、VD3的正向導通壓降。NS為次級匝數。從式（6）可解出(7)

在恒流模式下當負載加重(即負載電阻減小)時，UO和UFB會自動降低，以維持恒流輸出。為使開關電源從恒流模式轉換到自動重啟狀態時仍能給TOP200Y提供合適的偏壓，要求UFB至少比恒流模式下控制電壓的最大值UCmax高出3V。這里假定UCmax=6V，故取UFB=9V。將UFB=9V、UO=UCmin=2V、UF2=0.6V、UF3=1V、IO=IOH=0.982A、R3=0.68Ω、NS=12匝一并代入式(7)，計算出NB=36.7匝≈37匝（取整）。

　　在恒壓模式下，UO=7.5V，最大輸出電流IO=0.95A，再代入式(6)求得，UFB=26V，此即反饋電壓的額定值。選擇光耦合器時，光敏三極管的反向擊穿

表1各項性能指標

電壓必須大于此值，即U(BR)CEO>26V。常用線性光耦的U(BR)CEO=30V～90V。計算光敏三極管反向工作電壓UIC2的公式為

UIC2=UFB－UCmin(8)

式中，UCmin為控制端電壓的最小值(5.5V)。不難算出，UIC2=20.5V。這里采用EL817C-F型光耦合器，其U(BR)CEO=35V>20.5V，完全能滿足要求。但在設計高壓電池充電器時，必須選擇（EL817C-G型VCEO＝80V）耐高壓的光耦合器。

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